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开关电源基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术

来源:【拓尔德网站】 发布日期:2020-05-22 分享 加入收藏 关注:463

由于MOSFET及IGBT和软开关技术在电力电子电路中的广泛应用,使得功率变换器的开关频率越来越高,结构更加紧凑,但亦带来许多问题,如寄生元件出现的影响加剧,电磁辐射加剧等,所以EMI问题是目前电力电子界关注的重要问题之一。


传导是电力电子装置中干扰传播的重要途径。差模干扰和共模干扰是重要的传导干扰形态。多数情况下,功率变换器的传导干扰以共模干扰为主。本文先容了一种基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术,并成功地应用于多种功率变换器拓扑中。理论和实验结果都证明了,它能有效地减小电路中的高频传导共模干扰。这一方法的优越性在于,它无需额外的控制电路和辅助电源,不依赖于电源变换器其他部分的运行情况,结构简单、紧凑。


补偿原理


共模噪声与差模噪声出现的内部机制有所不同:差模噪声重要由开关变换器的脉动电流引起;共模噪声则重要由较高的dv/dt与杂散参数间相互用途而出现的高频振荡引起。如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流,同时,由于开关器件端子上的dv/dt是大的,所以开关器件与散热片之间的杂散电容也将出现共模电流。图2给出了这种新型共模噪声抑制电路所依据的本质概念。开关器件的dv/dt通过外壳和散热片之间的寄生电容对地形成噪声电流。抑制电路通过检测器件的dv/dt,并把它反相,然后加到一个补偿电容上面,从而形成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180°,并且也流入接地层。根据基尔霍夫电流定律,这两股电流在接地点汇流为零,于是50Ω的阻抗平衡网络(LISN)电阻(接测量接收机的BNC端口)上的共模噪声电压被大大减弱了。


本文以单端反激电路为例,先容基于补偿原理的共模干扰抑制技术在功率变换器中的应用。图3给出了典型单端反激变换器的拓扑结构,并加入了新的共模噪声抑制电路。如图3所示,从开关器件过来的dv/dt所导致的寄生电流ipara注入接地层,附加抑制电路出现的反相噪声补偿电流icomp也同时注入接地层。理想的状况就是这两股电流相加为零,从而大大减少了流向LISN电阻的共模电流。利用现有电路中的电源变压器磁芯,在原绕组结构上再新增一个附加绕组NC。由于该绕组只需流过由补偿电容Ccomp出现的反向噪声电流,所以它的线径相对原副方的Np及NS绕组显得很小(由实际装置的设计考虑决定)。附加电路中的补偿电容Ccomp重要是用来出现和由寄生电容Cpara引起的寄生噪声电流反相的补偿电流。Ccomp的大小由Cpara和绕组匝比Np∶NC决定。假如Np∶NC=1,则Ccomp的电容值取得和Cpara相当;若Np∶NC≠1,则Ccomp的取值要满足icomp=Cpara·dv/dt。


此外,还可以通过改造诸如Buck,Half-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器,从而形成无源补偿电路,实现噪声的抑制,如图4,图5所示。

实验及结果


实验采用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅助电源作为实验平台。交流调压器的输出经过LISN送入整流桥,整流后的直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对实验地(机壳)的寄生电容大约为80pF,鉴于实验室现有的电容元件,取用了一个100pF,耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地铝板作为实验桌面,LISN及待测反激电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组精确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7可以看出,补偿电流和寄生电流波形相位相差180°,在一些波形尖刺方面也较好地吻合。但是,由于开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通,散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容测量的不确定性。由图7可见,补偿电流的幅值大于实际寄生电流,说明补偿电容的取值与寄生电容的逼近程度不够好,取值略偏大。图8给出了补偿电路加入前后,流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模抑制电路的电流平衡后,共模电流的尖峰得到了很好的抑制,实验数据表明,抑制量大约有14mA左右。


用AgilentE4402B频谱分析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的抑制。但是,在3MHz左右出现了一个幅值突起,之后的高频段也未见明显的衰减,这说明在高频条件下,电路的分布参数成了噪声耦合重要的影响因素,补偿电路带来的高频振荡也部分新增了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器设计的角度来看,这并不太多影响由于降低了低次谐波噪声而节省的设备开支。若是能较精确地调节补偿电容,使其尽可能接近寄生电容Cpara的值,那么抑制的效果会在此基础上有所改善。


这种情况是在输入电容的等效串联电感(ESL)上遇到的。电感在整个电路中充当了限制电流变化率di/dt的角色,很显然LISN中大电感量的串联电感限制了变换器电源作为电流源供应的能力。因此,这些脉动电流所需的能量必须靠输入电容来供给,但是输入电容自身的ESL也限制了它们作为电流源的能力。ESL愈大,则输入端电容供应给补偿变压器所需高频电流的能力愈受限制。当ESL为100nH时,补偿电路几乎失效。图10(a)中虽说补偿电压与寄生CM电压波形非常近似,但是图10(b)中却很明显看出流过补偿电容Ccomp的电流被限制了。



另外一种严重的情况是补偿变压器的漏感。当把变压器漏感从原来磁化电感的0.1%增大到10%的时候,补偿电路也开始失效,如图10(c)及图10(d)所示。补偿绕组电压波形由于漏感和磁化电感的缘故发生分叉。假如漏感相关于磁化电感来说很小的话,这个波形畸变可以忽略,但实际补偿电容上呈现的dv/dt波形已经恶化,以至于补偿电路无法有效发挥抑制用途。



(a)输入电容ESL值较大时的CM电压

(b)输入电容ESL值较大时的CM电流

(c)漏感值较大时的CM电压

(d)漏感值较大时的CM电流


为了解决ESL和变压器漏感这两个严重的限制因素,可以采取以下措施:关于输入电容的ESL,要尽量降低至可以接受的程度,通过并联低ESL值的电容来改善;密绕原方绕组和补偿绕组可以有效降低漏感。




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